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9/6, 2022Véhicules à énergies nouvelles et énergie éolienne

Véhicules à énergies nouvelles et énergie éolienne

Solution tout-en-un Pour les véhicules à énergies nouvelles et les centrales éoliennesYZPST place les composants semiconducteurs de puissance au cœur de son activité. Grâce à une forte intégration de la chaîne d’approvisionnement dans le domaine des composants électroniques de puissance, notamment des thyristors de puissance, des modules, des IGBT, des condensateurs à film / de dérivation et d’autres produits, nous proposons à nos clients une solution complète. Nos produits sont exportés vers l’Europe, l’Amérique, l’Amérique du Sud, le Moyen-Orient et l’Asie. IGBT Thyristor Condensateur à film Module de puissance Condensateur de dérivation IGBT Thyristor Condensateur à film Module de puissance Condensateur de dérivation

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9/6, 2022Stockage d’énergie électrochimique

Stockage d’énergie électrochimique

Solution tout-en-un Pour les onduleurs du système de stockage d’énergie électrochimiqueYZPST place les composants semiconducteurs de puissance au cœur de son activité. Grâce à une offre complète de la chaîne d’approvisionnement pour les onduleurs de puissance, comprenant notamment des thyristors de puissance, des IGBT, des modules IGBT, des transformateurs, des condensateurs de liaison CC et d’autres produits, nous proposons à nos clients une solution complète. Nos produits sont exportés vers l’Europe, l’Amérique, l’Amérique du Sud, le Moyen-Orient et l’Asie. IGBT Modules IGBT Condensateur de liaison CC Redresseur Schottky Transformateurs IGBT Modules IGBT Condensateur de liaison CC Redresseur Schottky Transformateurs

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9/6, 2022Système complet de batterie de condensateurs de puissance

Système complet de batterie de condensateurs de puissance

Solution tout-en-un Pour système complet de batterie de condensateurs de puissanceYZPST place les composants de condensateurs de puissance au cœur de son activité. Forts de nombreuses années d’expérience dans la conception de systèmes complets pour les postes de transmission et de base, nous proposons des composants semiconducteurs de puissance, des fusibles, des condensateurs de puissance à cuve haute fréquence refroidie par eau, des transformateurs de tension/courant et d’autres produits, afin d’offrir à nos clients une solution intégrée. Nos produits sont exportés vers l’Europe, l’Amérique, l’Amérique du Sud, le Moyen-Orient et l’Asie. Condensateur de puissance fusible Transformateur Condensateur fusible Transformateur

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5/20, 2022Court-circuit de l’IGBT dans le système et sa protection

Court-circuit de l’IGBT dans le système et sa protection

Court-circuit de l’IGBT dans le système et sa protection Résumé Cet article présente brièvement plusieurs méthodes couramment utilisées pour la protection contre les courts-circuits de l’IGBT dans les systèmes basse tension de faible et moyenne puissance, et introduit principalement l’utilisation de la détection Vce. Le principe de fonctionnement de la protection contre les courts-circuits et la pertinence de la conception du circuit de protection sont brièvement expliqués. Présentation du schéma de protection contre les courts-circuits Dans la conception courante de protection contre les courts-circuits, l’échantillonnage du courant se fait principalement de trois manières : résistance shunt N-BUS (zéro ligne), détection Hall en sortie, détection de tension Vce. Figure 1 Le signal de tension est utilisé via une petite résistance de connexion pour déterminer le court-circuit dans le circuit du bus. Cette méthode offre une grande précision et une grande sensibilité, et peut protéger contre les courts-circuits à la masse ; son inconvénient est qu’elle ne convient qu’aux machines de faible puissance, car l’exigence en puissance admissible de la résistance est trop élevée. À mesure que le temps de réponse du capteur Hall continue de s’améliorer, il ne se contente pas de convertir l’intensité du courant ; il protège aussi le courant de court-circuit via un circuit matériel. En raison des problèmes de temps de réponse de la détection Hall, la fiabilité était relativement inférieure à celle des deux autres méthodes. Le capteur Hall n’est pas disponible car il est installé côté sortie. La méthode protège les transistors haut et bas via La protection optocouplée de l’IGBT est réalisée en détectant la tension C-E et, selon la relation entre Vce et Ic, lorsque Ic augmente rapidement, Vce suit. Lorsque la valeur de Vce atteint la tension de point de protection, l’optocouplage se coupe automatiquement et envoie le signal d’erreur au DSP ; l’ensemble du processus dure généralement entre 5 et 10 µs. Comme ce type de protection est très sensible mais peu précis, il ne convient qu’à la protection contre les courts-circuits. La figure 2 montre le diagramme Vce et Ic du GD200HFL120C2S. Avec l’augmentation de Vce, l’augmentation de Ic devient plus importante. Le Ic à +7 V dépasse en réalité largement le courant de court-circuit du module. Lors d’un essai dynamique de court-circuit, L, Vg, tr, tf et d’autres paramètres doivent être contrôlés de façon stricte et stable, et le courant est généralement limité à 8 à 10 fois Ic, comme le montre la figure 3. Cependant, l’essai de court-circuit est réalisé sur le système, et le courant augmente souvent davantage en raison des caractéristiques de commutation, de la charge du circuit et des interférences. Protection courante contre les courts-circuits pour optocoupleur de commande (I) PC929 Le PC929 est un optocoupleur de commande couramment utilisé dans l’industrie des onduleurs, avec fonction de protection contre les courts-circuits (le PC923 n’en dispose pas). Comme son courant de crête de sortie n’est que de 0,4 A, la commande d’un IGBT de forte puissance nécessite une amplification en aval pour piloter l’IGBT. Le courant que le module peut fournir avec le PC929 dépend du choix du transistor. Tant que le PC929 peut piloter le transistor et que le transistor peut piloter l’IGBT, cela fonctionne. La figure 3 montre le circuit de protection interne du PC929 : 1. Lorsque l’IGBT est bloqué, la tension de la broche 9 C est ramenée à zéro. 2. Lorsque l’IGBT est passant, Vcc charge Cp à travers Rc ; lorsque la tension de charge dépasse +7 V, la transmission O2 Avec l’arrêt progressif, FS envoie en même temps le signal d’erreur au CPU ; FS est actif à l’état bas, et la vitesse de charge de Cp est déterminée par Rc et Cp. 3. Lorsque l’IGBT est bloqué, C est rapidement ramené vers le bas, et la vitesse de descente est bien supérieure à la vitesse de blocage de l’IGBT. Beaucoup de personnes constatent que le P C 929 est sujet aux déclenchements intempestifs, mais le mécanisme de ces faux déclenchements n’est pas très clair. Certains pensent que le temps de protection est trop court, d’autres que la chute de tension de l’IGBT est trop élevée. Examinons donc la raison pour laquelle le P C 929 se déclenche à tort, ce qui est très important pour la conception du circuit de protection de l’IGBT. En théorie, plus Vce(sat) est élevé, plus vite l’IGBT atteint la tension de protection +7 V dans la zone linéaire ; c’est exact, mais ce n’est pas la cause du faux déclenchement. La valeur de Ic correspondant à la chute de tension de saturation de +7 V est bien supérieure à la chute de tension de saturation du courant de surcharge maximal, alors que la chute de tension du composant général n’est que de moins de 1 V, et cet écart ne provoquera pas de faux déclenchement en l’absence de court-circuit. Lorsque l’IGBT s’ouvre normalement, la principale cause d’erreur de protection est le temps de chute de Vce lors de l’ouverture de l’IGBT et le temps de charge de Cp. Voir figure 4. L’alimentation Vcc charge Cp à travers Rc, avec la tension de charge Ucp. Si Vce descend selon un trajet a, alors Vce est déjà descendu sous +7 V avant que Ucp n’atteigne +7 V ; la tension de la broche 9 n’apparaît donc pas au-dessus de +7 V. Si Vce descend selon le trajet c, alors Vce est encore au-dessus de +7 V lorsque Ucp atteint +7 V ; la détection de tension de la broche 9 apparaîtra donc au-dessus de +7 V et déclenchera la protection contre les courts-circuits. Conclusion : afin d’éviter les déclenchements erronés à l’ouverture, vous pouvez allonger légèrement le temps de charge ou accélérer un peu la vitesse d’ouverture. (2) 316J Le 316J est également largement utilisé pour la commande d’IGBT et l’optocouplage avec détection Vce. Sa principale différence avec le PC929 est que le 316J peut piloter directement un module de 150 A sans avoir besoin de transistor. En termes de mécanisme de protection, il est aussi très similaire au PC929. Voir figure 5 : lorsque l’IGBT est bloqué, DESAT (14) est tiré à la masse via un MOSFET rapide ; le MOSFET se coupe après l’ouverture de l’IGBT, et la broche 14 est chargée par une source de courant interne et un condensateur, puis la tension augmente de plus de +7 V et le 316J protège. Le PC929 charge le condensateur à partir de Vcc via une résistance ; le 316J charge directement le condensateur via la source de courant interne. Comme le condensateur est chargé par une source de courant constant, le temps de charge peut aussi être calculé plus précisément : t=CV / I, choisir C=100p t =100p *7V /250u A =2.8u s Cela signifie que Vce doit redescendre sous +7 V en 2,8 µs, sinon il y aura un retard. (3) M57959 / M57962 Les M57959 et M57962 de Mitsubishi sont également des blocs d’intégration de commande avec protection contre les courts-circuits. Contrairement au PC929 et au 316J, Mitsubishi regroupe l’optocouplage et les composants périphériques. Les avantages sont une forte intégration et une installation facile ; les inconvénients sont l’impossibilité de modifier les paramètres internes du composant. On peut déduire des données associées au M57962 que, lorsque l’IGBT est bloqué, Vcc est chargé puis comparé à la tension de référence Vtrip pour déterminer s’il y a ou non court-circuit, de manière similaire au PC929. Le temps de délai peut être ajusté en modifiant le condensateur externe Ctrip, afin d’ajuster le temps de protection et d’éviter les déclenchements erronés à l’ouverture. figure 6 Présentation de l’essai de protection contre les courts-circuits La protection contre les courts-circuits peut être divisée, selon la forme du court-circuit, en court-circuit alternatif et court-circuit relatif. Mais quel que soit le type de court-circuit, il faut qu’un courant circule, donc le circuit de protection peut être détecté à n’importe quel point du circuit ; bien sûr, l’effet n’est pas le même. En général, nous choisissons de détecter la tension Vce voltage, car elle est relativement efficace et fiable. Dans l’essai de protection contre les courts-circuits de phase dans l’industrie des onduleurs, il existe le cas du court-circuit d’abord puis de la mise en marche, et celui de la mise en marche d’abord puis du court-circuit. La condition de court-circuit du premier cas est relativement simple : la sortie est déjà en court-circuit, et lorsque le signal d’ouverture arrive, le courant commence à monter ; la seconde condition est plus complexe : lorsque le système fonctionne déjà, le point de court-circuit peut se trouver à n’importe quel moment du cycle de fonctionnement, donc la forme d’onde de chaque court-circuit est aussi très différente. Alors, quel courant de protection est le plus élevé ? Après essai sur le système, nous avons constaté que le courant peut monter plus haut pendant le fonctionnement, car lors du court-circuit à l’ouverture de l’IGBT, Vg augmente davantage, et Ic dans la région linéaire est principalement influencé par Vg. Ires=Cres *dv /dt △Vg=Ires*(Rg+Rint) I c =K (V g -V t h )2 La figure 7 montre la forme d’onde de court-circuit mesurée sur le banc d’essai dynamique. Nous constatons qu’après une montée régulière de I sc, celui-ci est limité par la puce elle-même. La tension de grille Vg n’a pas été fortement perturbée pendant tout le processus. La figure 8 montre la forme d’onde de court-circuit du module 1200 V / 50 A sur le convertisseur de fréquence. - -t1 : dv / dt agit en continu sur Vg ; I sc est en hausse, la pente est déterminée par l’inductance parasite de charge L, Isc=K (Vg-Vth) 2 - -t2 : dv / dt cesse d’agir sur Vg, Vg diminue, et Isc diminue avec Vg. - -t3 : Vg est stable et Isc est stable. - -t4 : IGBT coupé, Isc réduit, Vce=Vdc + di / dt * Lbus, d’où la surtension. Conclusion En bref, l’IGBT, en tant que composant essentiel du circuit de conversion de puissance, peut exploser en cas d’incident ; sa protection est donc particulièrement importante. La probabilité d’un court-circuit dans un IGBT n’est pas très élevée, mais s’il n’est pas protégé à temps, les conséquences peuvent être désastreuses. Clarifier le principe de protection contre les courts-circuits de l’IGBT et son mode de fonctionnement peut vous aider à concevoir une ligne de protection adaptée, capable de protéger l’IGBT à temps tout en n’affectant pas le fonctionnement normal du système.

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5/20, 2022Considérations pour l’utilisation d’un module IGBT en conception parallèle

Considérations pour l’utilisation d’un module IGBT en conception parallèle

Considérations de conception pour l’utilisation du module IGBT en parallèle En raison du coût de production élevé, le prix des modules IGBT 1200 V de plus de 400 A sur le marché est élevé. Pour les modules standard 1200 V, 200–400 A de 62 mm, grâce à une technologie et des produits relativement stables, à une bonne polyvalence et à une grande facilité de remplacement, la solution la plus économique à ce stade consiste à utiliser plusieurs modules IGBT standard en parallèle afin d’augmenter le courant admissible. Toutefois, en raison de l’incohérence des paramètres propres aux IGBT et de l’asymétrie possible liée à l’implantation du circuit, l’utilisation de modules IGBT en parallèle n’est pas une tâche simple. Un choix inadapté des composants de mise en parallèle peut facilement entraîner une défaillance du dispositif et endommager les pistes du système principal. C’est pourquoi cet article, à partir de l’expérience réussie du service d’application chez le client et des équipements de test en usine, met en évidence l’importance d’une conception parallèle rigoureuse des modules IGBT. Les modules généralement supérieurs à 100 A sont eux-mêmes constitués de plusieurs puces montées en parallèle, même si les fabricants peuvent utiliser des puces provenant de la même tranche pour les relier en parallèle afin de réduire l’écart de paramètres du module lui-même. Il faut néanmoins tenir compte des différences individuelles entre les paramètres des modules obtenus. En même temps, la symétrie du circuit est un facteur très important dans le fonctionnement en parallèle, ce qui peut être expliqué sous deux aspects, statique et dynamique, à partir des différences de paramètres et des différences de symétrie du circuit.   Facteurs influençant le partage de courant en parallèle et en régime statique des modules Dans l’utilisation réelle, l’état de fonctionnement du module IGBT se situe principalement dans la conduction et lors des transitoires de commutation ; l’étape de conduction est relativement longue et le courant important. Cette phase a donc un impact majeur. Commençons par l’état de conduction statique. 1.1. Les principales raisons qui influencent le partage de courant moyen en parallèle du module sont les 4 points suivants A) Influence de la chute de tension de saturation Vce(sat) B) Influence de l’asymétrie d’impédance du circuit de puissance en parallèle C) Influence de la tension de commande de grille Vge D) Influence de la tension de seuil Vth E) Influence de la chute de tension directe de la diode Vf 1) Problèmes liés à des Vce(sat) différents en parallèle : Dans de nombreux cas, on pense que le Vce(sat) généré par le courant circulant dans l’IGBT est une valeur fixe, ce qui est une idée fausse. Le Vce(sat) désigne en réalité la chute de tension générée au courant nominal. Pour un IGBT, la chute de tension en conduction est une fonction du courant pour un même Vge. Pour deux IGBT connectés en parallèle, la chute de tension générée par le passage en conduction positive à l’ouverture à l’état stable est identique. L’équilibre de la répartition du courant dépend donc des différences entre les caractéristiques de sortie des différents IGBT montés en parallèle. La figure 1 montre la différence de répartition du courant entre deux IGBT en parallèle ayant des caractéristiques de sortie différentes (même Vce pour les deux IGBT en parallèle). Figure 1 : situation de l’IGBT après le partage de courant en parallèle avec des caractéristiques de sortie différentes Figure 2 : schéma de principe du partage de courant lors d’un montage en parallèle     Les V montrées dans la figure 1T1 et VT2 désignent, pour deux modèles IGBT identiques montés en parallèle, le fait que les caractéristiques de sortie des deux IGBT sont légèrement différentes. iC1 et iC2 sont respectivement, pour VT1 et VT2, les courants de collecteur dans les conditions d’une même chute de tension du tube (UCE1=UCE2), I désigne le courant nominal de ce type d’IGBT, et Vcesat1 et Vcesat2 représentent la chute de tension de saturation des deux IGBT au courant nominal. On peut approximer : R1=（Vce sat 1-Vo1)/I        (1) R2=（Vce sat 2-Vo2)/I        (2) UCE1=Vo1+R1×iC1(3) UCE2=Vo2+R2×iC2(4) Lors d’un montage en parallèle, UCE1=UCE2=Uce, Is iC1=（ Uce-Vo1 ）/R1=（ Uce-Vo1 ）×I/（Vcesat1-Vo1) iC2=（Uce-Vo2）/R1=（Uce-Vo2） ×I/（Vcesat2-Vo2) Puisque ces deux IGBT sont du même type, Vo1 Vo2 = Vo, alors Par conséquent, si le courant des deux modules IGBT montés en parallèle est I, le courant des deux modules IGBT ayant des Vce différents peut être calculé comme suit : iC 1=（ Uce-V o1 ）/R 1=（ Uce-V o1 ）×I/（Vcesa t 1-V o1)=（Uce-V o ）×I/（Vcesa t 1-V o ) iC 2=（Uc e-V o2）/R 1=（Uc e-V o2）×I/（Vc e s a t 2-V o2)=（Uc e-V o ）×I/（Vc e s a t 2-V o )   Prenons comme exemple le très courant GD200HFL120C2S : Supposons une valeur plus élevée de Vcesat1 à 2,5 V (125 °C) et une valeur plus faible de Vcesat2 à 2,1 V (125 °C), Vo =0.8V En supposant une valeur plus élevée de Vcesat1 de 2,2 V, avec la valeur plus faible de Vcesat1 de 2,1 V, à vérifier dans la fiche technique La valeur typique de Vo est de 0,8 V Si l’écart de Vcesat est de 0,1 V, même si le courant de sortie requis par le module en parallèle est io = 200 A, la différence de courant du module IGBT ayant un Vce(sat) plus faible est de 6 A. En pratique, il y aura davantage de pertes que dans l’autre module IGBT, bien que la puce IGBT soit soumise à un fort courant Il présente un coefficient de température positif ; ainsi, lorsque deux modules IGBT sont montés en parallèle, il est recommandé que l’écart entre les Vce(sat) ne dépasse pas 0,2 V. Si cela est inévitable, il est conseillé de prévoir une marge importante sur la température en régime permanent pour compenser. 2) Répartition inégale du courant due à l’asymétrie de l’impédance du circuit de puissance Fig. 2 Effet de l’impédance du circuit principal On considère généralement que la différence de longueur des barres de bus en parallèle entraîne l’impédance du circuit. Par conséquent, si le module IGBT utilise un écart de Vce(sat) inférieur à 0,2 V, il faut tenir compte de la symétrie des barres de bus. En réalité, l’impact de cette partie est faible ; par exemple, dans le circuit équivalent de la figure 2, RE1 et RE2 sont équivalents à l’association en série de deux résistances et aux deux branches initiales à partage de courant uniforme. Si l’impédance n’est pas cohérente, le partage du courant ne le sera pas non plus ; par exemple, si RE1 > RE2, alors la branche correspondant à RE2 recevra inévitablement davantage de courant, ce qui provoquera un déséquilibre, et inversement. Prenons l’exemple du GD200HFL120C2S : Le courant réel requis pour le module en parallèle est io = 200 A, chaque module supporte en réalité 100 A, et la chute de tension sur le module réel est Uce = 1,7 V Supposons que la section du cuivre soit de 4×10^-5 m², que la longueur du jeu de barres principal du module 1 soit de 0,8 m, que la longueur du jeu de barres principal du module 2 soit de 0,6 m, et que la résistivité thermique à 30 °C soit de 1,8×10^-8 Ω·m Par rapport à l’influence de Vce(sat), l’effet de l’asymétrie de la boucle de puissance est relativement négligeable en régime statique. En revanche, le bus introduit également l’inductance des conducteurs, ce qui aura un impact important sur le partage dynamique du courant, point qui sera approfondi plus tard. 3) Influence de la tension de commande de grille Vge Le courant IC traversant le module IGBT commandé par la tension de grille Vge génère la chute de tension de conduction Vce, laquelle n’est pas seulement liée au courant Ic traversé et au Vce(sat) mentionné ci-dessus, mais aussi directement à la tension de commande de grille Vge. À l’inverse, pour différentes tensions de commande Vge, à Vce identique en parallèle, le courant Ic qui traverse les deux est naturellement différent. Figure 3. Courbe caractéristique de sortie du module IGBT   D’après la figure 3, on peut clairement voir que, Par exemple, avec Vge = 13 V, à Vce = 2,5 V, le courant Ic est de 255 A Par exemple, avec Vge = 15 V, à Vce = 2,5 V, le courant Ic est de 285 A Par conséquent, la conception du circuit de commande doit faire l’objet d’une attention particulière, et il faut absolument garantir la tension de commande du module en parallèle. Il convient de souligner ici que la tension de grille Vge évoquée ci-dessus désigne la tension aux bornes de la grille de l’IGBT, et non la tension de sortie de la carte de commande ; les clients négligents font souvent cette erreur. Comme on peut le voir sur la figure 4, il existe une résistance de grille entre la puce de commande et la grille de l’IGBT, ainsi qu’une connexion électrique entre la puce de commande et la grille de l’IGBT, c’est-à-dire le fil de grille de la machine que l’on voit généralement sur l’équipement ; la différence de paramètres entre le composant de commande et le fil de grille se manifestera au moment de l’ouverture et de la fermeture Ce point sera marquant et entraînera une incohérence entre la tension de grille ajoutée à l’IGBT et la tension de sortie. Cela ne posera pas de problème en régime permanent, car la grille se trouve dans un état de forte résistance. Figure 4 Schéma de principe du driver du module 4) Effet de la tension d’amorçage, Vth Comme la tension appliquée à la grille par le circuit de commande passe d’une tension négative à une tension positive appliquée (s’il existe une tension de coupure négative), le courant I ne peut pas traverser le module avant que la tension de grille n’atteigne Vth ; l’IGBT ayant un Vge(th) plus faible s’ouvrira donc plus tôt et se fermera plus tard. Étant donné que cet effet intervient principalement au moment de l’ouverture, et que l’on peut le constater sur la courbe de transfert de la figure 4, le courant Ic est très faible lorsque la tension de commande est Vth. En général, l’écart de Vth entre modules du même type est inférieur à 0,5 V, de sorte que l’effet de la tension d’amorçage Vth est relativement faible.   5 Caractéristiques de transfert du module IGBT 5) Effet de la Vf de la diode Dans les onduleurs et autres applications, la diode antiparallèle du module IGBT doit supporter un courant important. L’effet de la Vf de la diode sur le partage du courant est exactement le même que celui de Vce(sat) sur le partage du courant ; seule la partie IGBT est affectée par Vce(sat) et la Vf de la diode. R1 = (Vf-Vo1)/I R2 = (Vf-Vo2)/I Uf1 = Vo1 + R1×if1 Uf2 = Vo2 + R2×if2 (1) (2) (3) (4) Lorsque Uf1 = Uf2 = Uf sont raccordées en parallèle, alors iC1 = (Uf-Vo1)/R1 = (Uf-Vo1)×I/(Vf1-Vo1) iC2=（ Uf-Vo2）/R1=（ Uf-Vo2） ×I/（Vf2-Vo2) Comme ces deux diodes sont du même type, Vo1 Vo2 =Vo Par conséquent, si le courant de deux modules IGBT en parallèle est I, le courant de deux modules IGBT avec des Vce différents peut être calculé comme suit : iC1=（ Uf-Vo1 ）/R1=（ Uf-Vo1 ）×I/（Vf1-Vo1)=（ Uf-Vo ） ×I/（Vf1-Vo) iC12=(Uf-Vo2) / R2= (Uf-Vo2) I / (Vf2-Vo2) = (Uf-Vo) I / (Vf2-Vo) Un module courant de 150 A est un module à structure colonne, En supposant que la valeur V f la plus élevée soit de 2,2 V et la plus faible de Vf soit de 2,1 V, la valeur typique de Vo indiquée dans la fiche technique est de 1,3 V Facteurs influençant le partage dynamique du courant en parallèle Les principales raisons qui influencent la répartition dynamique moyenne du courant entre modules sont les 3 points suivants A) Paramètres dynamiques du IGBT lui-même b) Inductance паразite du circuit d'attaque c) Inductance parasite du circuit de puissance 1) Répartition inégale causée par les paramètres propres de l'IGBT Le principal facteur influençant l'équilibrage du courant au moment de la commutation est la caractéristique de transfert du dispositif en parallèle. Figure 3. Comparaison des caractéristiques de transfert des modules en parallèle Schéma comparatif des propriétés de deux modules en parallèle présentant des caractéristiques de transfert incohérentes, comme indiqué à la figure 3. Dans la figure 3, lorsque la même tension d'attaque V est appliquée au module en parallèle, le module IGBT à pente raide supportera davantage de courant, et les pertes de commutation seront également plus élevées. 2) Parasites du circuit d'attaque et répartition inégale du courant due à l'inductance Associée à la capacité parasite grille-émetteur de l'IGBT, l'inductance parasite du circuit d'attaque peut provoquer de fortes oscillations, entraînant des fluctuations de la tension de grille. L'inductance parasite de l'émetteur peut provoquer une variation de la vitesse de commutation. Le circuit d'attaque de grille de l'IGBT, la résistance RG, l'inductance des fils LGLE, ainsi que la capacité d'entrée Cin de l'IGBT : le processus d'ouverture et de commutation correspond à la réponse typique d'un circuit série RLC. Dans la figure 4, la résistance R correspond à RG, l'inductance L à LG+LE, et le condensateur C à la capacité d'entrée Cin.   Pour les processus de mise en marche et d'arrêt, seulement uC(0) Et le USLa différence de valeur des années 1920 : à l'allumage, uC(0)=-10V ，US=15V (la tension d'attaque générale est souvent de +15V à l'allumage et -10V à l'arrêt), et à l'arrêt, uC(0)=15V ，US=-10V En raison de l'inductance parasite des fils LGLE, le risque de surtension sur la grille augmente ; il faut éviter la création de cette inductance de fil. Dans le câblage réel, il est possible de réduire la longueur du fil de grille et la surface de la boucle de grille (par exemple, en utilisant une paire torsadée). En même temps, la résistance de grille RG doit être ajoutée séparément afin d'obtenir un meilleur démarrage.     Figure 4. Inductance parasite du circuit d'attaque du transmetteur   3) Répartition inégale causée par l'inductance parasite du circuit de puissance L'inductance parasite du circuit de puissance se compose principalement de deux parties, à savoir l'inductance parasite du collecteur Lc   et l'inductance parasite de l'émetteur Le, comme le montre la figure 5. Lorsque la forme d'onde de la tension de grille est commutée, la boucle de puissance est en rapide variation, à un niveau très subtil de vitesse. Les inductances Lc et Le de la boucle de puissance jouent alors un rôle de frein au changement du courant, ce qui ralentit la vitesse de commutation. En parallèle, en raison de la disposition et du câblage, il existe de grandes différences d'inductance parasite du circuit de puissance, ce qui ne manquera pas de provoquer un déséquilibre de répartition dynamique. Il convient ici de souligner particulièrement l'inductance parasite du collecteur Lc : étant donné que le courant en parallèle est très élevé, lors de la coupure, en raison de la vitesse de coupure et du courant très important, l'inductance parasite du collecteur Lc tend à produire une forte force contre-électromotrice dans le sens inverse de la tension du bus, et la tension du bus se superpose à celle de l'IGBT au-dessus de l'IGBT, ce qui peut, si cela dépasse la tension nominale de l'IGBT, endommager ce dernier.   Figure 5. Inductance parasite du circuit de puissance   Par conséquent, les concepteurs doivent optimiser la conception du circuit principal en fonction des conditions réelles. Par exemple, si une barre de cuivre peut être utilisée plutôt qu'un fil de cuivre, et si le coût le permet, adoptez un mode de boucle principale.   1) Sélection des modules Du point de vue du courant statique, le module IGBT NPT présente un coefficient de température positif, ce qui le rend adapté au fonctionnement en parallèle. Par ailleurs, pour les modules en parallèle, en particulier ceux du même bras de pont, il est préférable d'utiliser autant que possible des modules du même lot afin de garantir au maximum la cohérence des paramètres.   2) Conception de la boucle d'attaque Lorsque le module IGBT est monté en parallèle, sous l'influence de l'inductance du câblage du circuit de grille et de la capacité d'entrée de l'IGBT, la tension de grille peut parfois augmenter. Afin d'éviter cette oscillation, une résistance de grille doit être connectée sur la grille de l'IGBT. Lorsque le câblage de l'émetteur du circuit d'attaque est raccordé à un endroit différent de celui du circuit principal, la répartition transitoire du courant des IGBT montés en parallèle devient déséquilibrée. Le module IGBT dispose de bornes d'émetteur auxiliaires utilisées par le circuit d'attaque ; veillez impérativement à utiliser cette borne, Le câblage d'attaque peut être équilibré, et le déséquilibre transitoire du courant causé par le mode de câblage du circuit d'attaque peut être réduit. Le câblage de la grille est également crucial : A) Le fil d'attaque doit être court, et l'effet d'une paire torsadée sera meilleur ; b) La ligne de commande doit être éloignée du circuit principal, et il faut essayer d’obtenir un routage orthogonal ; c) Chaque ligne de commande doit être acheminée séparément et ne pas être reliée aux autres. 3) Routage des lignes Lorsque les composantes résistive et inductive du câblage du circuit principal sont inégales, la répartition du courant des éléments connectés en parallèle devient non uniforme. De plus, si l’inductance parasite du circuit principal est élevée, la tension de surtension augmentera lors de la coupure de l’IGBT. Par conséquent, afin de réduire l’inductance du circuit, le module IGBT connecté en parallèle doit être disposé aussi près que possible, et le câblage doit conserver une bonne symétrie. Afin de réduire l’inductance et la résistance des lignes, il convient d’éviter d’utiliser des câbles pour le bus continu, car leur auto-inductance et leur inductance mutuelle sont très faibles et leur conductivité thermique est également médiocre. Une barre cuivre peut résoudre efficacement l’auto-inductance et la dissipation thermique, mais l’inductance mutuelle reste importante. Le bus laminé est constitué de plaques de cuivre multicouches empilées ensemble ; entre les couches, une isolation à conduction thermique assure la séparation, ce qui permet de résoudre efficacement l’auto-inductance, l’inductance mutuelle et la dissipation thermique, tout en jouant un rôle d’impédance et de réduction des EMI. C’est une forme de bus relativement idéale, comme le montre la figure ci-dessous :   Figure 6 : schéma du bus laminé empilé En outre, les modules doivent être montés sur le même dissipateur thermique, à proximité les uns des autres, afin d’obtenir un couplage thermique optimal avec une température uniforme et de minimiser les effets de Tj et Vth.   Conclusion : Cet article analyse les facteurs qui influencent le courant moyen des modules en parallèle ; en s’appuyant sur les équipements de Star, il ne se contente pas de proposer des produits plus adaptés au fonctionnement en parallèle, mais présente également, du point de vue applicatif, les points d’attention à respecter lors de l’utilisation de modules IGBT en parallèle, afin d’aider les concepteurs à mieux comprendre le parallélisme des IGBT et à suivre les bonnes pratiques de conception.   Documentation de référence : 1. International Rectifier Application Notes. AN 990. Characterization of IGBTs [Z], 2002. 2. Dynex Semiconductor. AN 5505. Fonctionnement en parallèle des modules IGBT Dynex [Z], 2001. 3. Sun Qiang, Wang Xueru, Cao Yuelong, étude sur le problème de répartition moyenne du courant dans le fonctionnement en parallèle de modules IGBT de forte puissance [J], Power Electronics Technology, 2004 4. Tong Shi Bai Hua Chengying, Fondements de la simulation en technologie électronique [M]. Presses de l’enseignement supérieur, 2001  

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5/17, 2022Avantages de la conception IPM et points à prendre en compte lors du choix

Avantages de la conception IPM et points à prendre en compte lors du choix

Avantages de l’utilisation de la conception IPM et points à prendre en compte lors du choix Norman Day Brève introduction Parce que la structure du circuit de puissance entraînée par un moteur monophasé ou triphasé est déjà très mature et stable, le module de puissance intégrant l’interrupteur de puissance et le circuit de commande de cette partie a eu un impact révolutionnaire sur le concept de conception des variateurs de fréquence depuis son introduction. Avec la maturité des technologies d’encapsulation des modules et la baisse rapide des coûts, il existe une tendance à remplacer progressivement les composants traditionnels pour devenir la solution dominante de la conception système. Ce module de puissance intégré porte un nom très utilisé, à savoir module de puissance intégré/intelligent, abrégé en IPM [1]. Malheureusement, la plupart des concepteurs considèrent encore ce type de composant comme une boîte noire. Ils l’abandonnent par crainte de ne pas pouvoir maîtriser les problèmes susceptibles d’en découler, ou ne peuvent accepter que l’influence de certains fabricants de référence et former des idées fallacieuses. Pourtant, ni la première ni la seconde attitude ne devraient dispenser les concepteurs d’adopter une position claire face à la tendance de l’intégration des alimentations. Ce n’est qu’en choisissant un concept de conception compétitif et en maîtrisant pleinement les caractéristiques ainsi que les limites des composants utilisés que l’on peut s’assurer de ne pas être dépassé par un marché en évolution rapide. Avantages de l’utilisation de la conception IPM En termes de coût unitaire, l’IPM a certes du mal à rivaliser avec les composants séparés déjà standardisés et produits en grande série. Cependant, se limiter au coût matière d’un produit global n’est pas la vision qu’un concepteur devrait avoir ; il faut donc élargir l’angle d’analyse. Ici, l’auteur le divise en trois niveaux — performance, fiabilité et prix — afin d’examiner les différences induites par l’utilisation de l’IPM comme architecture système. Performances : (1) Réduire considérablement le nombre de composants et la surface requise par le circuit imprimé (2) Offrir des solutions à forte isolation et à bonne dissipation thermique (3) Réduire considérablement la complexité du routage (4) Réduire l’effet d’inductance parasite de la connexion du composant de puissance et du circuit de commande Les cristaux intégrés en interne présentent des caractéristiques électriques similaires (6) Peut réagir en temps réel à toutes sortes de protections contre les anomalies Les avantages du premier point sont évidents. La figure (1) fournit des données quantitatives à titre de référence. Le deuxième avantage découle des différences apportées par les différents procédés. Lorsqu’on utilise le composant séparé traditionnel dans la conception, comme la source ou le collecteur du cristal de puissance interne est directement relié au boîtier métallique nu, afin d’obtenir une conception à forte isolation et à bonne conduction thermique, en plus de choisir un joint isolant à coût unitaire élevé, cela complique aussi l’opération de production, rend difficile la maîtrise des anomalies du produit fini assemblé, et s’avère très coûteux temps d’assemblage. L’IPM rompt avec l’idée que la conception traditionnelle ne peut que tourner autour des problèmes ci-dessus, et propose une véritable solution offrant une forte isolation et de bonnes performances de dissipation thermique. Le schéma de la figure (2) présente plus précisément la conclusion ci-dessus. La figure (3) montre le schéma de circuit utilisant des composants traditionnels, et la figure (4) montre le schéma de circuit utilisant l’IPM. Les deux assurent la même fonction, mais le circuit obtenu avec la conception IPM est relativement simple. En réalité, le schéma de la figure (IV) ci-dessus met surtout en évidence la comparaison de simplification entre le circuit de puissance et le circuit de commande. Si l’on présente également dans la figure (IV) le résultat d’une simplification supplémentaire du circuit utilisant l’alimentation auxiliaire et l’échantillonnage de courant correspondant à l’IPM, la différence de simplification du circuit sera encore plus marquée. Dans les critères de conception des composants traditionnels, réduire l’inductance de fuite de la connexion entre les lignes et raccourcir autant que possible la boucle entre l’IGBT et le circuit intégré de commande afin d’obtenir une contrainte de commutation et des interférences de ligne plus faibles a toujours été l’orientation des concepteurs de systèmes. Cependant, en prenant le schéma de la figure (5) comme exemple, la connexion du collecteur et de l’émetteur de l’IGBT présente des effets d’inductance parasite d’ampleur variable. Pour réduire ces effets, le chemin entre les boîtiers traditionnels doit être court et large. Il faut donc utiliser un circuit imprimé multicouche ou augmenter la surface du circuit imprimé pour répondre à ces exigences. L’IPM permet de résoudre efficacement ces effets parasites au niveau du boîtier. La raison est que, quelle que soit la proximité du circuit intégré de commande par rapport à l’interrupteur de puissance (IGBT ou MOSFET de puissance) obtenue par le placement sur circuit imprimé, elle ne peut pas être plus proche que lorsqu’il est directement placé à côté de l’interrupteur de puissance sous forme de cristal nu. De même, si chaque interrupteur de puissance est directement relié sur le lead frame par bonding par fil, cela sera bien plus faible que la connexion via les broches du composant traditionnel lui-même puis à travers la feuille de cuivre du circuit imprimé. La caractéristique mentionnée au cinquième point est que l’IPM peut résoudre directement le problème de contrôle d’assemblage anormal qui préoccupe le concepteur du système au niveau de la wafer. Les fabricants japonais adoptent généralement une attitude stricte en matière d’assemblage des systèmes. La pratique consiste à mesurer les caractéristiques de chaque cristal de puissance avant l’assemblage en ligne. Pendant la production et l’assemblage, les composants présentant des caractéristiques similaires doivent être montés sur le même PCB afin de réduire les problèmes potentiels causés par les écarts de paramètres des composants dans le système lors de la production de masse. Par exemple, si le temps de blocage et le temps de coupure du bras supérieur sont conformes aux spécifications, mais proches de la limite supérieure, tandis que les caractéristiques d’amorçage du bras supérieur sont exactement l’inverse, l’ajout de l’effet non linéaire provoqué par l’élévation de la température de fonctionnement augmentera fortement la probabilité que les bras supérieur et inférieur conduisent simultanément lors de la commutation, entraînant une consommation d’énergie supplémentaire. De plus, la conception initiale du dissipateur thermique reposait sur l’hypothèse que la puissance thermique de chaque cristal était équivalente, mais si cette hypothèse s’applique également au paramètre V(CE), la répartition inégale de la chaleur peut encore provoquer un emballement thermique et conduire à une défaillance du système. Mais dans ce cas, en raison de l’exception de correspondance Les problèmes potentiels qui en découlent sont soit ignorés par les concepteurs, soit écartés par la direction en raison de leur impact sur les bénéfices et les coûts. Même lorsqu’un tel concept existe, le concepteur ne peut que recourir à une marge de conception plus importante pour le compenser, par exemple en augmentant le temps mort et la surface du dissipateur thermique afin d’obtenir une température de fonctionnement plus basse, etc. Toutefois, le prix à payer est une baisse des performances du système et une hausse du coût des matériaux. En réalité, après le test de chaque wafer, on dispose déjà d’un diagramme de distribution des caractéristiques de chaque cristal nu, mais ces informations de distribution disparaissent lorsque chaque cristal nu sur le wafer est encapsulé sous forme de TO220 ou TO247, tout comme elles disparaissent pour le circuit intégré haute tension utilisé pour piloter le cristal de puissance. Le processus de fabrication des IPM commence à partir du wafer entier, ce qui permet d’assurer, dès l’étape du collage des puces, la symétrie et l’adéquation des caractéristiques des cristaux triphasés au sein d’un même module en utilisant la méthode consistant à choisir les cristaux nus adjacents dont les caractéristiques sont les plus proches. En adoptant une logique de procédé différente, on peut résoudre facilement ce problème difficile de la conception traditionnelle. Le résultat du sixième point découle de l’amélioration du quatrième. La rapidité de la protection relève d’un écart de l’ordre de la microseconde, voire de la nanoseconde. Éviter les dysfonctionnements du système et accélérer la réactivité de la protection est souvent un dilemme pour les concepteurs de systèmes. Ainsi, la réduction de l’inductance parasite permet non seulement de diminuer le retard de transmission du signal anormal lui-même, mais aussi de réduire la constante de la ligne de filtrage, améliorant ainsi la vitesse de réponse du circuit intégré au signal anormal. De cette manière, on peut également réduire le taux de défaillance causé par l’absence de protection à temps du signal anormal. Fiabilité (1) Réduire de manière significative les défaillances potentielles du personnel de production causées par la complexité du processus d’assemblage (2) Offrir une structure plus robuste que l’emballage traditionnel (3) L’ensemble du système affichera un taux de défaillance plus faible L’amélioration du premier point est très significative. La méthode d’assemblage des composants traditionnels est non seulement complexe, mais aussi répétée de nombreuses fois ; ainsi, certains défauts d’alignement, l’absence de serrage de l’écrou d’isolement, des fissures internes invisibles du cristal, ou des dommages à la feuille isolante sont difficiles à prévenir. En outre, ces problèmes potentiels peuvent ne pas être détectés efficacement. Par conséquent, si les composants semi-conducteurs doivent être montés en parallèle en raison de la relation de puissance nominale, le nombre de cristaux peut passer de six à douze ou plus, et la probabilité de défaillances potentielles liées à l’assemblage est plus élevée. La figure (6) illustre plus clairement l’explication ci-dessus. En règle générale, les contraintes vibratoires des composants discrets se propagent facilement jusqu’au cristal nu interne par l’intermédiaire des broches, que ce soit lors du serrage des vis, du pliage des pattes ou même pendant le transport du produit fini. Les contraintes mécaniques supportées par les cristaux nus proviennent principalement des déformations causées par les variations thermiques du circuit intégré interne ou de l’environnement d’utilisation du boîtier. Ainsi, que ce soit directement au stade de l’assemblage ou indirectement en raison des déformations provoquées par les contraintes thermiques, l’IPM offre une solution structurelle plus robuste que les composants séparés d’origine. Le troisième argument repose sur le fait que, si le taux de défaillance de l’IPM est équivalent à celui des composants traditionnels, il faut utiliser 20 ou 30 composants pour obtenir un mode fonctionnel équivalent. Le taux de défaillance potentiel de l’ensemble du système est alors naturellement bien plus élevé que celui d’un seul composant. Cependant, la validité de cet avantage reste sujette à discussion et concerne de nombreux aspects. Peut-être qu’un dossier spécial pourra être consacré à ce sujet à l’avenir. Coût global (1) Réduction des coûts de qualité grâce à une fiabilité accrue (2) Réduire considérablement le temps de développement produit pour les concepteurs (3) Réduire les coûts de perçage du dissipateur thermique et du circuit imprimé (4) Réduire les heures de travail consacrées à l’assemblage et au contrôle par le personnel de production Il n’est pas difficile de prévoir les avantages ci-dessus, mais les résultats quantitatifs doivent encore être évalués plus en détail à partir des procédures de développement et des coûts qualité de chaque entreprise. L’auteur estime que, même si les résultats ne vous incitent pas à abandonner la solution traditionnelle mature pour choisir l’IPM, une telle démarche est absolument utile pour la réflexion sur le choix de la solution et la conception du système. Précautions à prendre lors du choix d’un IPM Bien que l’utilisation de l’IPM présente de nombreux avantages, en termes de maturité de validation sur le marché et de complexité des composants eux-mêmes, l’IPM reste moins facile à maîtriser que les composants séparés traditionnels ; par conséquent, la sélection du module IPM dans la conception des blocs doit rester très prudente. La discussion suivante peut fournir quelques références aux concepteurs. Considérations orientées chaîne d’approvisionnement (1) Capacité des fournisseurs et des fabricants à maîtriser les écarts de processus (2) Existe-t-il une solution de remplacement lorsque le fournisseur est en rupture de stock (3) Assistance technique du fournisseur et mécanisme global d’assurance qualité de la chaîne d’approvisionnement pour les clients (4) Amélioration et gestion du retour d’information issu des applications sur le marché Considérations relatives à la conception du module (1) Structure du boîtier (2) La disposition des composants internes est-elle raisonnable (3) La conception du circuit périphérique d’adaptation est-elle facile à maîtriser (4) Robustesse du circuit intégré de commande et du cristal semi-conducteur de puissance En raison des limitations d’espace, ce qui suit ne traite que des points clés des parties pertinentes de la conception du module. Structure du boîtier Caractéristiques d’une bonne conception de boîtier de puissance Une bonne conception de boîtier de puissance doit présenter une grande résistance structurelle, un procédé de fabrication simple, une forte isolation, une bonne conduction thermique et une faible résistance thermique. Le niveau de résistance de la structure détermine si la surface de jonction de la structure à l’intérieur du module et le système de matériaux sont sujets à des défauts et à des défaillances dans des conditions de variation thermique rapide et de vibrations mécaniques prolongées. Le procédé simple montre que le processus contrôle bien les anomalies et que les défauts potentiels du procédé peuvent être facilement détectés. L’exigence d’une bonne conduction thermique est que, lorsque l’élément semi-conducteur génère instantanément une forte consommation d’énergie (par exemple lors d’un court-circuit ou d’une commutation anormale), la chaleur puisse être conduite immédiatement afin d’éviter que l’élément semi-conducteur ne provoque un effet de point chaud entraînant une destruction instantanée. L’objectif d’une faible résistance thermique est d’évacuer la chaleur une fois que le corps chauffant atteint l’état stable d’équilibre thermique, afin d’éviter l’accumulation de chaleur et une défaillance prématurée des composants. Différences entre diverses structures de boîtiers de puissance Figure 7 Figure 8 figure 9 Les figures (7), (8) et (9) représentent plusieurs structures d’emballage IPM typiques présentes sur le marché. Nous utilisons ensuite les conclusions mentionnées ci-dessus pour vérifier les avantages et les inconvénients de ces trois structures. La structure de la figure (7) consiste à placer l’IC de commande et le semi-conducteur de puissance sur le lead frame dans le même plan ; le substrat céramique est directement utilisé comme matériau d’isolation et de conduction thermique vers le dissipateur, puis l’ensemble de la structure est surmoulé avec un composé de moulage, à l’instar d’un composant discret encapsulé. Cette structure d’emballage peut être qualifiée de simple et robuste, mais plusieurs points nécessitant une attention particulière sont présentés ci-dessous. Le premier point est que, bien que le substrat céramique soit un matériau hautement isolant, il n’est pas facile à conduire la chaleur, et son effet sur la dissipation des points chauds instantanés sera relativement faible. Par conséquent, il faut porter une attention particulière à la capacité du lead frame portant le semi-conducteur de puissance à assurer une conduction thermique instantanée sans former de points chauds. En même temps, à épaisseur égale, la résistance thermique d’un substrat céramique est bien plus élevée que celle de l’aluminium, sans parler du cuivre. Ainsi, à température égale du dissipateur, la température de la puce de puissance à l’intérieur du module est plus élevée que dans un module utilisant de l’aluminium ou du cuivre. En bref, la plage de fonctionnement sûr du module sera relativement réduite. La seule façon pour le concepteur de se fier pleinement aux spécifications est de ne pas se baser uniquement sur ses propres estimations. Le deuxième point concerne les matériaux et la technologie utilisés pour la surface de liaison du substrat céramique, car cela est lié à la possibilité, à long terme, de délamination, qui empêcherait la chaleur du semi-conducteur d’être évacuée normalement et provoquerait ensuite sa destruction. Le concepteur peut demander au fournisseur les conditions d’essai à cet égard, puis les comparer à celles de son propre système. Comparer avec le système réel. Si l’équivalence entre l’essai du fournisseur et le fonctionnement réel du système ne peut pas être établie, il est recommandé de réaliser soi-même l’essai et de le confirmer. Le troisième point concerne la fissuration du substrat céramique et les anomalies d’épaisseur. En général, plus le substrat céramique est épais, moins il est susceptible de se fissurer. Même s’il se brise, il est difficile qu’il se fissure en un interstice complet, ce qui entraînerait une fuite directe vers le dissipateur, fixé sur la surface du module, de la haute tension présente sur la borne de puissance ou de signal. Par conséquent, ce type de conception ne devrait pas poser de gros problème lors des essais de conformité de sécurité. En outre, bien que la conductivité thermique du substrat céramique ne soit pas aussi bonne que celle d’un bloc de cuivre ou d’aluminium, elle reste bien meilleure que celle de l’époxy utilisé dans la structure de la figure (8). Ainsi, l’épaisseur anormale de certains modules n’a qu’un faible impact sur les performances de dissipation thermique. Dans le même temps, l’écart entre le module et le plan du dissipateur dû à la température n’est pas manifeste, ce qui évite des problèmes de mauvaise conduction thermique. La structure de la figure (8) utilise un bloc d’aluminium à la place du substrat céramique comme principal chemin de dissipation thermique. Théoriquement, elle devrait offrir une meilleure conductivité thermique que la structure de la figure (7). Cependant, il faut noter que la structure de la figure (8) utilise un procédé de double moulage afin d’assurer la haute tension à l’intérieur de l’IPM et de l’isoler du bloc d’aluminium servant à la conduction thermique. Autrement dit, le lead frame après implantation des puces est moulé une première fois, puis le bloc d’aluminium est placé sur le semi-produit après ce premier moulage, avant un second moulage. Par conséquent, plusieurs éléments importants doivent eux aussi retenir l’attention. Le premier est le contrôle de l’épaisseur de la couche de colle isolante. Bien que l’adhésif isolant utilisé pour le moulage présente de fortes propriétés d’isolation, sa conductivité thermique correspondante est également très faible. Si l’erreur de contrôle d’épaisseur est trop importante, la conductivité thermique et la résistance thermique de chaque module seront fortement affectées. Deuxièmement, la courbure anormale du plan du bloc d’aluminium et la déformation provoquée par la température créent un problème d’espace sur le plan de contact fixé au dissipateur, ce qui constitue également un point important à surveiller. D’après l’expérience de l’auteur, les concepteurs utilisant ce type de module peuvent réduire l’influence de cette partie en appliquant une pâte thermoconductrice. Cependant, le coefficient de dilatation thermique du bloc d’aluminium est bien plus élevé que celui de la colle utilisée pour l’encapsulation, et la contrainte causée par la déformation d’un bloc d’aluminium de même volume est bien plus grande que celle d’un substrat céramique. La version modifiée de la figure (8) consiste à remplacer le bloc d’aluminium par un bloc de cuivre, mais en le divisant en plusieurs morceaux et en le reliant directement au lead frame. Enfin, le gel de moulage est utilisé pour assurer l’isolation entre la haute tension à l’intérieur de l’IPM et l’extérieur. Une telle modification peut conserver des performances de résistance thermique similaires à celles de la structure de la figure (8), tout en offrant une meilleure conductivité thermique instantanée et en réduisant les contraintes causées par la déformation d’un bloc de cuivre entier sur l’ensemble du module. Comme le bloc de cuivre ne déborde pas, le plan de contact entre le module et le dissipateur sera plus uniforme, et le problème de déformation dû à la chaleur sera considérablement amélioré. La structure de la figure (9) consiste à abaisser directement la partie du lead frame portant la puce de puissance afin de porter l’IC de commande et la puce de puissance. Le lead frame forme deux plans différents. L’objectif d’abaisser le lead frame est de rapprocher le plan de la puce de puissance de la surface du gel d’encapsulation de l’IPM en contact avec le dissipateur. Cette conception structurelle permet au lead frame d’être directement moulé et encapsulé, sans autres matériaux d’adaptation ni procédés dérivés après la plantation des puces sur le lead frame. Outre l’épaisseur d’isolation, c’est aussi la structure la plus économique. Il est conseillé d’associer le dissipateur du système, la température de fonctionnement maximale possible et la tension de fonctionnement du système réel afin d’identifier la plage limite du module. La disposition interne des composants est-elle raisonnable Vérifier si la disposition des composants internes est raisonnable, notamment si la source de chaleur (pour la plupart les puces de puissance) est répartie sur le lead frame pour obtenir une répartition homogène de la chaleur, si le délai de commande des trois puces de puissance triphasées est cohérent et si le circuit de courant des puces de puissance des bras supérieur et inférieur est symétrique. Il convient de mentionner que les concepteurs voient souvent, dans les spécifications, qu’IPM recommande que la tension du bus continu du système ne dépasse pas 450 V et que la tension de commutation ne dépasse pas 500 V (comme indiqué dans le tableau 1). Cela est dû à l’inductance de fuite équivalente formée par le câblage et le lead frame dans l’IPM, La chute de tension peut être bien supérieure à la tension mesurée sur la broche de l’IPM. Afin de garantir que la chute de tension aux bornes de la puce de puissance interne ne dépasse pas la valeur nominale de 600 V, une telle plage limite a été définie. En réalité, c’est parce que l’inductance de fuite du lead frame et du câblage est d’environ 10 à 20 nH, et que le taux de variation du courant lors de la commutation de l’IPM dépasse rarement 400 A/µs (généralement entre 200 A/µs et 300 A/µs). Ainsi, la différence de tension entre la broche et l’IGBT interne due à une variation brusque de tension devrait être inférieure à 10 V, ce que confirment les mesures réelles. En outre, presque tous les IGBT de tension nominale 600 V disposent d’une marge de plus de 100 V. En bref, il est peu probable que la tension aux bornes de l’IGBT à l’intérieur de l’IPM dépasse sa plage limite puis s’effondre à cause de la commutation. Il convient de noter que, afin de réserver davantage la zone dans laquelle la consommation de puissance de l’IPM pendant la commutation ne doit pas dépasser la plage de fonctionnement sûre, la probabilité de dépasser la limite de puissance est bien plus grande que celle de dépasser la limite de tension. Toutefois, on peut s’attendre à ce que plus la marge de conception est élevée, plus le taux de défaillance en application réelle sera faible. Lorsqu’il est difficile d’estimer le courant instantané, il s’agit d’un critère de conception indispensable que de réduire la tension aux bornes p-n. En réalité, la relation entre la définition et la mesure de la zone de fonctionnement sûre de la puce de puissance, son application réelle et le taux de défaillance n’est pas seulement un sujet propre à l’IPM, mais aussi un vaste sujet de fond dans l’encapsulation discrète mature. Peut-être qu’un autre article spécial pourra être consacré à ce sujet la prochaine fois. La conception des lignes d’adaptation périphériques est-elle facile à maîtriser La plupart des conceptions de circuits d’adaptation périphériques des IPM ne diffèrent guère. En gros, il suffit de placer correctement les trois alimentations flottantes et les résistances de protection contre les courts-circuits du bras supérieur selon le schéma de référence, comme indiqué à la figure (11), puis de relier les signaux de commande des six bras. Cependant, chaque module est-il réellement aussi facile à concevoir que le prétend le manuel de référence ? Ce n’est pas forcément vrai. En réalité, le fondement de cette partie doit être déterminé par les composants semi-conducteurs choisis par le module et par les conditions d’application du système. En particulier, il faut prévenir les problèmes pouvant découler de l’IC de commande spécifique choisi par l’IPM. La discussion de cette partie est détaillée dans la référence [2]. En outre, il convient de mentionner s’il est plus fiable d’utiliser une logique de commande positive ou une logique de commande négative. L’auteur a rencontré un directeur de conception très expérimenté, qui croyait fermement à l’affirmation des principaux fabricants japonais et pensait que la commande en logique positive était beaucoup plus fiable que la commande en logique négative. En réalité, la logique négative présente une grande robustesse Lorsque l’alimentation de l’IPM est anormale, l’interrupteur peut être mis hors tension en toute sécurité. Les deux modes de commande ont chacun leurs avantages et leurs inconvénients. Il est impossible d’affirmer lequel est le plus fiable. En se référant à la figure (XII), lorsque le niveau de bruit dépasse le niveau de commande reconnu par l’IPM, le mécanisme de la logique négative consiste à couper l’IGBT, tandis que la logique positive consiste à l’activer. En général, les états de commutation des bras supérieur et inférieur sont majoritairement complémentaires. Par conséquent, pour un IPM commandé en logique négative, le fait de couper pendant quelques microsecondes au maximum l’IGBT qui aurait dû être activé ne réduit que l’utilisation de la tension ; en revanche, pour un IPM commandé en logique positive, il existe un risque de conduction simultanée haut/bas, entraînant un court-circuit de bras. De plus, pour la conception en commande directe, bien que la commande en logique négative nécessite une résistance de rappel, la capacité de fan-out d’un MCU général est généralement plus faible que sa capacité d’absorption de courant, d’environ 1/5 à 1/10. Par conséquent, le risque lié à la commande en logique positive apparaît lorsque le port de sortie du MCU exige un courant de sortie élevé, et le niveau de commande peut être déclenché Cependant, lorsque la commande en logique négative émet un niveau haut, le port de commande est en haute impédance, et le courant de commande est fourni par l’alimentation de la résistance de rappel ; il n’y a donc pas de problème de commande en logique positive. Haute fiabilité de l’IC de commande et du semi-conducteur de puissance Bien que l’IPM apporte de nombreux avantages que les composants traditionnels ne peuvent pas offrir en modifiant le type d’encapsulation, il faut noter qu’il ne modifie pas la fonction ni les caractéristiques essentielles du semi-conducteur. Par conséquent, si l’IC de commande et la puce semi-conductrice de puissance sélectionnés présentent des limitations d’application et des défauts, l’IPM Ces limitations et ces défauts sont inévitables. Par exemple : si l’IPM du fabricant A est sélectionné L’interrupteur de puissance est un IGBT à technologie non-pénétrante (NPT), tandis que le fabricant B a sélectionné un IGBT à technologie pénétrante (PT) ; les caractéristiques des deux IPM seront donc différentes. La technologie trench, récemment très répandue, est elle aussi une technologie dérivée du type pénétrant. Bien qu’elle améliore fortement l’inconvénient de la lenteur de commutation de l’IGBT pénétrant traditionnel, elle présente aussi les caractéristiques d’une faible tenue au courant de court-circuit et de paramètres sensibles aux variations de température. L’IC de commande utilisé est le même. Par conséquent, si l’on maîtrise pleinement la plage limitée du semi-conducteur choisi pour l’IPM face aux variations de température, au di/dt, au dv/dt et à la tension négative instantanée, afin de sélectionner l’IPM adapté aux exigences de l’application du système, alors la conception est déjà plus qu’à moitié réussie. En ce qui concerne l’expérience de l’auteur, la vérification en environnement mixte permet facilement de détecter les défauts de conception du système grâce à la combinaison de contraintes de température, de vibration, de tension et de courant, mais elle complique grandement l’analyse des causes de défaillance. Si le concepteur a déjà bien compris, dans le schéma de conception des composants discrets, l’impact des différentes caractéristiques des composants sur le système, il est recommandé de demander au fournisseur de fournir les caractéristiques techniques, la validation de fiabilité et l’expérience d’application sur le marché des semi-conducteurs sélectionnés dans l’IPM par rapport aux composants d’encapsulation traditionnels ; cela devrait grandement aider à vérifier la fiabilité de l’IPM et les causes des défaillances en version discrète. conclusion Bien que l’IPM fournisse des solutions pour les moteurs triphasés ou les systèmes d’alimentation sans interruption à topologie à trois bras, il s’agit d’une solution destinée à simplifier la conception du système et à augmenter la densité de puissance. Cependant, en raison de ses spécifications d’encapsulation et de ses méthodes de fabrication uniques, il semble encore difficile de rivaliser, en termes de coût unitaire, avec les composants discrets d’encapsulation standardisés et produits en série. Néanmoins, selon la loi implacable selon laquelle le coût de toute technologie émergente finit nécessairement par être résorbé avec le temps, la tendance à remplacer l’encapsulation traditionnelle par l’encapsulation intégrée de puissance ne pourra pas être évitée. En plus d’expliquer clairement les différences de performance, de fiabilité et de coût global entraînées par l’utilisation de l’IPM dans la conception du système ; également combiné La réflexion des concepteurs des fabricants de modules et celle des concepteurs de systèmes offre aux lecteurs différents niveaux de réflexion pour comprendre et sélectionner un IPM. En même temps, certaines idées trompeuses sont davantage clarifiées dans l’article. On espère que les lecteurs intéressés par l’utilisation de l’IPM, ou qui l’ont déjà utilisé, amélioreront leur compréhension de ce type de composants Références : 1. Dai Zhizhan, « Introduction à l’encapsulation et aux applications des modules de puissance intelligents », Motor Technology e-Learning Network, n° 94, septembre 2004 2. Dai Zhizhan, « Conception d’IC de commande spécifiques pour circuits demi-pont / pont complet », Motor Technology e-Learning Network, numéro 184, juin 2006 3. « Power Electronics: Converters, Applications and Design », Mohan, Undeland et Robbins, Wiley, 1989 4. « Power Semiconductor Devices for Variable Frequency Drive », B. Jayant Baliga, 1994 5. T. Fukami, H. Senda, T. Onishi, T. Kushida, T. Shoji, M. Ishiko, « Proposal of screening technology for reverse biased safe operation area failure by unclamped inductive switching », Proceedings of IEEE, pp. 2053-2059, 2005 6. Fairchild Application Note 9016, K. S. Oh, fév. 2001 7. « Module de puissance pour la commande d’appareils électroménagers », IEEE Application Magazine, pp. 26-34, juillet 2002 8. Qiankun Technology, « séminaire technique sur le module d’alimentation intelligent pour l’entraînement de moteurs de forte puissance », mars 2005 9. Daizhizhan, « un nouvel amplificateur de puissance à découpage à haut rendement pour système à sustentation magnétique », mémoire de master, Institut d’ingénierie électrique, Université Tsinghua, juin 1995

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