Court-circuit de l’IGBT dans le système et sa protection

Court-circuit de l’IGBT dans le système et sa protection

Résumé

Cet article présente brièvement plusieurs méthodes couramment utilisées pour la protection contre les courts-circuits de l’IGBT dans les systèmes basse tension de faible et moyenne puissance, et introduit principalement l’utilisation de la détection Vce. Le principe de fonctionnement de la protection contre les courts-circuits et la pertinence de la conception du circuit de protection sont brièvement expliqués.

Présentation du schéma de protection contre les courts-circuits

Dans la conception courante de protection contre les courts-circuits, l’échantillonnage du courant se fait principalement de trois manières : résistance shunt N-BUS (zéro

ligne), détection Hall en sortie, détection de tension Vce.

Figure 1

Le signal de tension est utilisé via une petite résistance de connexion pour déterminer le court-circuit dans le circuit du bus. Cette méthode offre une grande précision et une grande sensibilité, et peut protéger contre les courts-circuits à la masse ; son inconvénient est qu’elle ne convient qu’aux machines de faible puissance, car l’exigence en puissance admissible de la résistance est trop élevée.

À mesure que le temps de réponse du capteur Hall continue de s’améliorer, il ne se contente pas de convertir l’intensité du courant ; il protège aussi le courant de court-circuit via un circuit matériel. En raison des problèmes de temps de réponse de la détection Hall, la fiabilité était relativement inférieure à celle des deux autres méthodes. Le capteur Hall n’est pas disponible car il est installé côté sortie.

La méthode protège les transistors haut et bas via

La protection optocouplée de l’IGBT est réalisée en détectant la tension C-E et, selon la relation entre Vce et Ic, lorsque Ic augmente rapidement, Vce suit. Lorsque la valeur de Vce atteint la tension de point de protection, l’optocouplage se coupe automatiquement et envoie le signal d’erreur au DSP ; l’ensemble du processus dure généralement entre 5 et 10 µs. Comme ce type de protection est très sensible mais peu précis, il ne convient qu’à la protection contre les courts-circuits. La figure 2 montre le diagramme Vce et Ic du GD200HFL120C2S. Avec l’augmentation de Vce, l’augmentation de Ic devient plus importante. Le Ic à +7 V dépasse en réalité largement le courant de court-circuit du module. Lors d’un essai dynamique de court-circuit, L, Vg, tr, tf et d’autres paramètres doivent être contrôlés de façon stricte et stable, et le courant est généralement limité à 8 à 10 fois Ic, comme le montre la figure 3. Cependant, l’essai de court-circuit est réalisé sur le système, et le courant augmente souvent davantage en raison des caractéristiques de commutation, de la charge du circuit et des interférences.

Protection courante contre les courts-circuits pour optocoupleur de commande

(I) PC929

Le PC929 est un optocoupleur de commande couramment utilisé dans l’industrie des onduleurs, avec fonction de protection contre les courts-circuits (le PC923 n’en dispose pas). Comme son courant de crête de sortie n’est que de 0,4 A, la commande d’un IGBT de forte puissance nécessite une amplification en aval pour piloter l’IGBT. Le courant que le module peut fournir avec le PC929 dépend du choix du transistor. Tant que le PC929 peut piloter le transistor et que le transistor peut piloter l’IGBT, cela fonctionne.

La figure 3 montre le circuit de protection interne du PC929 :

1. Lorsque l’IGBT est bloqué, la tension de la broche 9 C est ramenée à zéro.

2. Lorsque l’IGBT est passant, Vcc charge Cp à travers Rc ; lorsque la tension de charge dépasse +7 V, la transmission O2

Avec l’arrêt progressif, FS envoie en même temps le signal d’erreur au CPU ; FS est actif à l’état bas, et la vitesse de charge de Cp est déterminée par Rc et Cp.

3. Lorsque l’IGBT est bloqué, C est rapidement ramené vers le bas, et la vitesse de descente est bien supérieure à la vitesse de blocage de l’IGBT.

Beaucoup de personnes constatent que le P C 929 est sujet aux déclenchements intempestifs, mais le mécanisme de ces faux déclenchements n’est pas très clair. Certains pensent que le temps de protection est trop court, d’autres que la chute de tension de l’IGBT est trop élevée. Examinons donc la raison pour laquelle le P C 929 se déclenche à tort, ce qui est très important pour la conception du circuit de protection de l’IGBT.

En théorie, plus Vce(sat) est élevé, plus vite l’IGBT atteint la tension de protection +7 V dans la zone linéaire ; c’est exact, mais ce n’est pas la cause du faux déclenchement. La valeur de Ic correspondant à la chute de tension de saturation de +7 V est bien supérieure à la chute de tension de saturation du courant de surcharge maximal, alors que la chute de tension du composant général n’est que de moins de 1 V, et cet écart ne provoquera pas de faux déclenchement en l’absence de court-circuit.

Lorsque l’IGBT s’ouvre normalement, la principale cause d’erreur de protection est le temps de chute de Vce lors de l’ouverture de l’IGBT et le temps de charge de Cp. Voir figure 4.

L’alimentation Vcc charge Cp à travers Rc, avec la tension de charge Ucp.

Si Vce descend selon un trajet a, alors Vce est déjà descendu sous +7 V avant que Ucp n’atteigne +7 V ; la tension de la broche 9 n’apparaît donc pas au-dessus de +7 V.

Si Vce descend selon le trajet c, alors Vce est encore au-dessus de +7 V lorsque Ucp atteint +7 V ; la détection de tension de la broche 9 apparaîtra donc au-dessus de +7 V et déclenchera la protection contre les courts-circuits.

Conclusion : afin d’éviter les déclenchements erronés à l’ouverture, vous pouvez allonger légèrement le temps de charge ou accélérer un peu la vitesse d’ouverture.

(2) 316J

Le 316J est également largement utilisé pour la commande d’IGBT et l’optocouplage avec détection Vce. Sa principale différence avec le PC929 est que le 316J peut piloter directement un module de 150 A sans avoir besoin de transistor. En termes de mécanisme de protection, il est aussi très similaire au PC929. Voir figure 5 : lorsque l’IGBT est bloqué, DESAT (14) est tiré à la masse via un MOSFET rapide ; le MOSFET se coupe après l’ouverture de l’IGBT, et la broche 14 est chargée par une source de courant interne et un condensateur, puis la tension augmente de plus de +7 V et le 316J protège. Le PC929 charge le condensateur à partir de Vcc via une résistance ; le 316J charge directement le condensateur via la source de courant interne. Comme le condensateur est chargé par une source de courant constant, le temps de charge peut aussi être calculé plus précisément :

t=CV / I, choisir C=100p

t =100p *7V /250u A =2.8u s

Cela signifie que Vce doit redescendre sous +7 V en 2,8 µs, sinon il y aura un retard.

figure 6

Présentation de l’essai de protection contre les courts-circuits

La protection contre les courts-circuits peut être divisée, selon la forme du court-circuit, en court-circuit alternatif et court-circuit relatif. Mais quel que soit le type de court-circuit, il faut qu’un courant circule, donc le circuit de protection peut être détecté à n’importe quel point du circuit ; bien sûr, l’effet n’est pas le même. En général, nous choisissons de détecter la tension Vce

voltage, car elle est relativement efficace et fiable.

Dans l’essai de protection contre les courts-circuits de phase dans l’industrie des onduleurs, il existe le cas du court-circuit d’abord puis de la mise en marche, et celui de la mise en marche d’abord puis du court-circuit. La condition de court-circuit du premier cas est relativement simple : la sortie est déjà en court-circuit, et lorsque le signal d’ouverture arrive, le courant commence à monter ; la seconde condition est plus complexe : lorsque le système fonctionne déjà, le point de court-circuit peut se trouver à n’importe quel moment du cycle de fonctionnement, donc la forme d’onde de chaque court-circuit est aussi très différente. Alors, quel courant de protection est le plus élevé ? Après essai sur le système, nous avons constaté que le courant peut monter plus haut pendant le fonctionnement, car lors du court-circuit à l’ouverture de l’IGBT, Vg augmente davantage, et Ic dans la région linéaire est principalement influencé par Vg.

Ires=Cres *dv /dt

△Vg=Ires*(Rg+Rint)

I c =K (V g -V t h )2

La figure 7 montre la forme d’onde de court-circuit mesurée sur le banc d’essai dynamique. Nous constatons qu’après une montée régulière de I sc, celui-ci est limité par la puce elle-même. La tension de grille Vg n’a pas été fortement perturbée pendant tout le processus.

La figure 8 montre la forme d’onde de court-circuit du module 1200 V / 50 A sur le convertisseur de fréquence.

- -t1 : dv / dt agit en continu sur Vg ; I sc est en hausse, la pente est déterminée par l’inductance parasite de charge L, Isc=K (Vg-Vth) 2

- -t2 : dv / dt cesse d’agir sur Vg, Vg diminue, et Isc diminue avec Vg.

- -t3 : Vg est stable et Isc est stable.

- -t4 : IGBT coupé, Isc réduit, Vce=Vdc + di / dt * Lbus, d’où la surtension.